十三个步骤教你完整设计正激双路输出开关电源，妥妥的

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步骤一  确定系统对象

图1

线性电源范围

电压倍压电路如图1所示，通常是用于正激式电路，在普通电压输入的情况下。所以最小的线性电压是实际电压的2倍。

——线性频率fL
——最大输出功率P0

——预计功率：这是需要估计这功率转换器的效率去计算出这最大的输入电压。如果无法参考资料，设Eff=0.7~0.75，用于低电压输出的设备；设Eff=0.8~0.85，用于高电压输出的设备。

确定的估计效率，这最大的输出功率是

基于输入最大功率，选择适合的开关芯片。因为MOSFET管的两端电压是转换器的两倍电压，一个额定电压是800V的开关芯片，MOS管就可用于一般的电压输入。开关芯片的种类的额定功率已经在设计软件之内。

步骤二   确定DC电容（）和DC电压范围

图2

这最大的DC电压(DC link voltage)波纹是：


Dch是是链电容(DC link capacitor)占空比，如图2，通常值为0.2。


用于倍压器的两个电容要串联，每个电容值是方程（2）中所需电容的2倍。

在已知的最大电压波纹，那么这最小和最大的直流链电压（DC link voltage）是：


步骤三  确定变压器重置方式和最大占空比（Dmax）
正激式开关电源一个固有的限制，在MOSFET关闭的时候，就是变压器必须重置。因此，额外的重置方案应该被纳入。
现有两个重置方案：
a． 辅绕组重置
该方案有益于效能，因为能量被储存在磁化电感中，且能量会释放回输入电路中。
但是额外的绕组会使得变压器的构造更复杂。

图3

MOSFET管上最大的电压和最大占空比是：

Np和Nr和分别分别是初级（primary winding）匝数(笔者注：初级=主绕组)和辅绕组匝数。
由方程（5）（6）可得，当Dmax逐渐减少，在MOSFET管上最大的电压会跟着减少。然而，减小的Dmax导致在次边的电压应力上升。因此，在一般输入电压下，设定Dmax=0.45和Np和Nr是比较合适的。

在辅边重置电路中，开关芯片内部已经限制占空比低于50%，用于阻止磁饱和现象发生在变压器上。

b． RCD重置
图4画出带有RCD重置的正激式简化电路图。缺点是储存在磁电感中的能量被消耗。在RCD缓冲器中，不像辅绕组重置方案可以返还能量于输入电压中，但是，因为它简单，这方案广泛应用于许多预算有限的开关电源中。


这最大的电压应力和缓冲器电容电压分别为：

因为缓冲器电容电压是固定不变的，而且几乎不受输入电压影响。所以当转换器工作电压在幅度较小的情况下，MOSFET管两端电压可以低些，这是相对于辅绕组重置方案而言的。

对于辅组重置方案而言，RCD重置方案另外一个优点是：这可以把占空比设置到最大，大于50%；而相对地，MOSFET管两端因此减轻了次级的电压应力。
而相对辅边绕组重置方案而言，MOSFET两端电压较其低，从而减轻了次级的电压应力。


步骤四 确定输出电感电流的纹波因素

图5 给出输出电感的电流。

这电流因素定义为：kRF=△I/2I0；是最大输出电流。在大多数实际设计当中，设kRF=0.1~0.2一旦纹波因素确定，那么MOSFET管的rms电流（电流有效值）就如下：

检查MOSFET管最大峰值（Idspeak）是否低于开关芯片的脉冲电流（峰峰值电流）的限制.

步骤五 确定变压器合适的磁芯和最小主绕组匝数，以确防止磁芯饱和
事实上，磁芯最初的选择是受原材料所限制的，因为实在太多可变因素了。其中一种方法去选择合适的磁芯是查阅磁芯制造商的磁芯选择指南。如果没有合适的参考资料，用以下的公式作为一个开始点：


AW是空窗面积，AE是磁芯的横截面积（单位mm2 ）。

确定了磁芯后，变压器主绕组最小的匝数是（能避免磁饱和）：


步骤六 确定变压器各绕组匝数
首先，确定主边（初级）和反馈控制次边（次级）的匝数比，以作为参考。


Np和Ns1分别是主绕组的匝数和参考输出绕组匝数，Vo1是输出电压，VF1是输出端的二极管管压降。

然后，确定合适的Ns1匝数（取整数），那么Np就取比Np.min大的数值，见公式（14）。

主边电感值是：

是AL-value值（电感系数）在无间隙的情况下（nH/turn2）

n-th输出的匝数是


VO（n）是输出电压，而VF（n）是第n个输出（n-th）的二极管管压降。
下一步是确定VCC（笔者注：VCC是芯片端口名）绕组的匝数。VCC绕组的匝数是由不同重置方案而定。

（a）辅绕组重置：
若选取辅绕组重置方案，则VCC绕组线圈是：


V*CC是标称电压（nominal voltage），VFa是二极管管压降。当取用辅绕组重置方案时，因为VCC与输入电压成比例，所以应该把V*CC设为等于VCC开启电压，以此去避免在正常工作中产生过压保护。

（b）RCD重置：
RCD重置法，VCC绕组线圈数是：


V*CC是标称电压（即额定电压nominal voltage），因为取用RCD重置方案，VCC几乎是一个常量，所以V*CC设为比VCC开启电压高2~3V。


步骤七 基于有效电流（rms current）确定每个变压器的绕线直径
第n个线圈的有效电流值


IO（n）是第n个最大输出电流。
如果用辅绕组重置法，那么辅绕组的有效电流是


当绕线比较长（大于1m），电流密度通常是5A/mm2。当绕线比较短，匝数比较少时，电流密度是6~10A/mm2时，也能接受。避免选用绕线直径大于1mm的铜线，以避免涡流损耗，并且可以使得绕制线圈更容易。如果需要更大的输出电流，最好采用平行绕线法，并采用多股较细的线以减少趋肤效应。
检查一下变压器磁芯的空窗面积是否能容纳下全部绕线。要求空窗面积是：AW=AC/KF AC是实际导体的面积，KF是充满系数。当用绕线管的时候，通常充满系数是0.2~0.3。


步骤八 确定输出电感的合适磁芯和匝数
当自激式开关电路有多于一个的输出口，如图7


耦合电感通常用来加强互稳压（cross regulation）——耦合电感，共用一条磁芯，分别有独自的线圈。
首先，确定耦合电感的第n个绕组与参考绕组（第一个绕组）的匝数比。
上述的匝数比一样：


然后，计算参考输出电感的电感值：


L1是最小匝数，可避免磁饱和是：


Llim是开关芯片电流限度，Ae是磁芯横截面积（单位mm2）和Bsat是磁通饱和密度（单位tesla）。如果无课查阅资料，可Bsat=0.35~0.4T。一旦NL1确定了，NL（n）就可用等式（23）求出。



步骤九 基于有效电流，确定每个电感线圈中导线的直径
第n个电感线圈的有效电流是

当绕线比较长（大于1m），电流密度通常是5A/mm2。当绕线比较短，匝数比较少时，电流密度是6~10A/mm2时，也能接受。避免选用绕线直径大于1mm的铜线，以避免涡流损耗，并且可以是绕制线圈更容易。如果需要更大的输出电流，最好采用平行绕线法，并采用多股较细的线以减少趋肤效应。（笔者注：与前文有相同之处，不知道是不是原文编排有问题。）

步骤十 基于电压与电流，确定次边的二极管
第n个输出整流二极管的最大电压及有效电流值：


步骤十一 在考虑电压和电流纹波情况下，确定输出电容
第n个输出电容的纹波电流是：


这纹波电流应小于等于电容的纹波电流的指标值
第n个输出电压纹波是：


CO（n）是第n个输出电容的电容值，而RC（n）是第n个输出电容的有效串联电阻（ESR）。有时候，这是没可能用单个输出电容满足纹波要求，因为电解电容有很高的ESR。那么，额外的LC滤波电路可以用上场。当使用额外的LC滤波器，请小心不要把拐点频率（corner frequency）设得太低，否则可能会导致系统不稳定或者束缚了带宽调节（control bandwidth）。比较合适的是把滤波器的拐点频率设为开关频率的1/10~1/5。


步骤十二 设计重置电流
（a）辅绕组重置法：重置二极管最大的电压和有效电流


（b）RCD重置：重置二极管的最大电压和有效电流是


在正常情况下，缓冲器网络的能量耗散：


Vsn是在正常情况下，缓冲器（snubber）电容电压值，Rsn是缓冲器电阻，n是Np/Ns1，而COSS是MOSFET管得输出电容值。基于能量的耗散，缓冲器电阻应选择合适的额定功率。
正常情况下，缓冲器电容的纹波电压是：


一般来讲，5%~10%的纹波是比较实际和合理的


步骤十三 设计反馈电路
因为开关芯片（FPS）采用电流控制模式，正如图9，反馈电路可以简化地实施，用一个电极（pole）和一个零点(zore)的补偿电路就可以表达。
对于电流连续工作模式（CCM）用开关芯片的正激式电路控制输出的转换函数是：


RL是控制输出的总的有效电阻，定义为VO12/PO。当这个电压转换器有多于一个的输出口时，直流电和低频控制输出转换函数（control-to-output transfer function）是跟所有并联负载电阻成正比，受匝数比的平方调节。

因此，总的有效电阻（RL）被用于等式（38），而不是VO1的实际负载。K是开关芯片（FPS）的电压对电流转换率，定义为k=IPK/VFB=Ilim/3，IPK是峰值漏极电流，VFB是运行状态下的反馈电压。

图10 表明CCM工作模式下控制输出转换函数的变化与负载关系。

因为CCM正激式电路天生拥有很好的线性，所以转换函数是不受输入电压变化的影响。虽然系统电极（system pole）和直流电压增益都受负载条件的变化而变化。
这个图9反馈补偿网络的转换函数是


从图10可以看出，最坏的情况是CCM正激式电路的反馈回路满负载的情况。因此，能在low line（不知什么意思）和满负载的情况下，设计一个有合适的相位和增益余量的反馈电路，那么在所有工作范围的稳定性就能得到保障。设计反馈电路的程序如下：

（a）确定交叉频率（crossover frequency）—fc。如果加入额外的LC滤波器，这交叉频率应设为低于滤波器拐点频率（cross frequency）的1/3，因为它引入了-180°的相位差。请不要将交叉频率超过滤波器的拐点，如果交叉频率太接近拐点频率，那么控制器应设计有足够的相位余量——大于90°，且忽略滤波器的影响。

（b）在fc下，确定补偿器（Wi/WZ）（自耦变压器）的直流电压增益，去抵消控制输出的增益。

（c）设置自耦变压器的零点compensator zero（fzc），约为fc/3

（d）设置自耦变压器的极点compensator pole（fpc），大于3fc

当确定这反馈回路的原件时，这里有一些限制条件，如下：

（a）连接反馈脚（feedback pin，开关芯片的FB）的电容器(CB)是跟关机延时时间有关，当出现过载的情况。（缺公式41，和解析）




（a）其中VSD是关断反馈电压，Idelay是关断延迟电流。 这些值在data sheet中已给出。 一般来说，10〜100 ms的延迟时间适合大多数实际应用。 在一些情况下，带宽是由于过载保护所需的延迟时间限制。
（b）电阻Rbias和RD与光耦合器一起为KA431提供合适的工作电流同时为FPS提供反馈信号。 一般来说，最小KA431的阴极电压和电流为2.5V和1mA，分别。 因此，Rbias和RD应设计为满足以下条件。


其中VOP是光电二极管正向压降，通常为1V，IFB是FPS的反馈电流，通常为1mA。 例如，对于Vo1 = 5V;Rbias